随着化石能源的大量消耗及气候问题的日益严峻，太阳能、燃料电池在能源领域中得到大力推广。太阳能和燃料电池具有直流低电压宽范围输出特性，需使用高增益DC-DC变换器升压至400 V和单相逆变器连接以向低压配电网馈电。隔离型DC-DC变换器可减少接地泄漏电流，提高故障下的安全性，并可通过调节变压器匝比实现高增益[1-2]，其可分为电压型和电流型。相较于电流型变换器，电压型零电压开通（zero voltage switching,ZVS）移相全桥变换器获得了更多关注。然而，由于其降压特性，需要高升压比变压器实现高增益，变压器较大的漏感与输出二极管寄生电容之间谐振进一步增加了二极管电压应力[3]。电流型变换器具有低电流脉动等优点，电流型L半桥变换器相比于全桥具有更高的电压增益，并且使用交错并联方式可以进一步降低电流纹波[4]。其一次侧有源钳位结构可使开关管实现ZVS和抑制电压振荡[5]，与二极管整流桥组合的变换器可用于高增益变换，然而二次侧整流二极管上的电压应力较高[6]，通常等于输出电压。4倍压二极管整流结构可降低二次侧二极管电压应力[7]，但变压器绕组电流为断续的三角波电流，高电流应力导致了较大导通损耗。文献[8-9]提出L-L电流型有源钳位结构和二次侧有源桥组合变换器，一次侧使用占空比控制，用于匹配输入和输出电压，二次侧有源桥移相控制以实现宽ZVS和低电流应力，但会引入较多的环流。与有源桥相比，半有源桥具有更少的开关管和更低的环流，适用于单向电能传输场合[10-12]，其与一次侧电流型Boost构成的传统电流型半有源整流变换器如图1所示。然而，传统半有源桥开关管的电压应力等于输出电压。4倍压半有源整流结构中开关管电压应力是输出电压的1/2[13]，但其使用了较多的器件，并且电流始终连续，增加了低压输入时的无功环流。

图1 传统电流型交错半有源桥变换器

本文在分压电容有源桥[14]的基础上结合电流型Boost电路，提出一种交错电流型Boost半有源倍压整流高增益DC-DC变换器。首先，所提出的拓扑采用一次侧占空比控制和二次侧移相控制，二次侧分压电容可实现均压输出，二次侧开关管和二极管的电压应力为输出电压的1/2，倍压整流可降低变压器匝数比，低变比变压器和低应力器件可提高变换器高频轻载时的效率。其次，分析其功率特性，软开关约束条件和交错并联电流纹波特性。最后，给出关键参数，并搭建50 k Hz/1 k W样机进行实验验证。

1、变换器工作原理

1.1拓扑结构与调制方式

所提出的变换器拓扑如图2所示。一次侧有源钳位L-L型半桥，由有源钳位开关管S1、S3，钳位电容Cc，主开关管S2、S4,Boost电感L1、L2组成。传输电感Ls是变压器漏感和外接电感的串联值。二次侧分压电容倍压半有源桥由开关管S5、S6和二极管VD1、VD2组成。D为一次侧下管S2、S4占空比，S1与S2,S3与S4互补导通。ϕ为二次侧S6相对于一次侧S1的移相比，二次侧S5、S6占空比为50%。

图2 所提电流型交错半有源倍压整流DC-DC变换器

为实现较宽的ZVS范围和低电流应力，一次侧使用占空比控制。当输入电压Vin变化时，调节一次侧占空比D，变压器一次侧电压保持钳位电压Vc，即：

一次绕组电压经变比折算后与二次绕组电压幅值相匹配，由于二次侧是2倍升压电路，二次绕组两端电压幅值为Vo/2，输出电压Vo与输入电压Vin之间的关系为：

随着移相比ϕ的变化，变换器存在两种工作模式：1）当移相比ϕ>(2D-1)/2时，为连续电流模式（ontinuous conduction mode,CCM);2）当移相比ϕ<(2D-1)/2时，为不连续电流模式（discontinuons conduction mode,DCM）。

1.2连续电流模式（CCM)

在CCM下，半个开关周期内波形可分为6个阶段。电压电流波形如图3所示，每个阶段的等效电路如图4所示。vp、vs、iL1、iL2、iLs的定义可参考图2所示。

阶段1[t0,t1）（如图4a):t0之前，S2、S4和S5导通。电感L1和L2充电储能。t0时刻，S2被关断，由于（iL1-iLs）续流作用，S1结电容放电和S2结电容充电，充放电结束后，S1体二极管开始导通。移相电感Ls存储的能量通过VD2和S5体二极管续流输出到负载。移相电感Ls承受电压（n Vc+Vo),iLs以初始值iL s(t0)线性减小。

阶段2[t1,t2）（如图4b):t1时刻，S1零电压开通，S4、VD2和S5的体二极管保持导通状态。移相电感电流iL s继续线性减小，直到t2时刻VD2关断。[t0,t2）区间的移相电感电流iL s(t)可表示为：

在CCM下，[t0,t2）区间用相位角α可表示为：

图3 连续模式电压电流波形

阶段3[t2,t3）（如图4c):t2时刻，移相电感电流iL s下降到0，电感Ls两端承受正向电压n Vc，电流iLs由负变正，移相电感Ls开始储能。负载由输出电容Co1和Co2提供电流。[t2,t3）区间的移相电感电流iLs(t)可表示为：

在CCM下，[t2,t3）区间用相位角β表示为：

CCM二次侧相对于一次侧的移相比ϕ可表示为：

阶段4[t3,t4）（如图4d):t3时刻，由于iLs续流作用，S6零电压开通，S5关断，VD1开始导通。vs电压幅值为Vo/2。移相电感Ls端电压为0，电流iLs保持不变。

阶段5[t4,t5）（如图4e):t4时刻，S1关断，由于（iLdc1-iLs）续流作用，S1结电容充电和S2结电容放电，充放电结束后，S2体二极管开始导通。移相电感Ls两端承受反向电压-Vo,iLs以初始值iLs(t4)线性减小。

阶段6[t5,t6]（如图4f):t5时刻，S2零电压开通，电流iLs继续线性减小，直到t6时刻S4断开，阶段6结束。（t4～t6）区间的移相电感电流iLs(t)可表示为：

在负半周期，阶段1—阶段2改为VD1导通，阶段4—阶段6改为VD2和S5体二极管导通，输出电容Co1和Co2在一周期内均压平衡。

图4 连续模式半周期内不同阶段等效电路图

1.3断续电流模式（DCM)

在DCM下，半个开关周期内波形同样可分为6个阶段。主要电压电流波形如图5所示，每个阶段的等效电路如图6所示。

图5 连续模式电压电流波形

阶段1[t0,t1）（如图6a):t0之前，S2、S4和S5导通，移相电感电流iLs保持为0。t0时刻，S2关断。由于（iL1-iLs）续流，S1结电容放电和S2结电容充电，充放电结束后，S1体二极管开始导通。移相电感Ls两端电压承受正压n Vc,iLs从0开始线性增加。

阶段2[t1,t2）（如图6b):t1时刻，S1零电压开通，S4、S5保持导通状态。iLs继续线性增加直到t2时刻。[t0,t2）区间的移相电感电流iLs(t)可表示为：

DCM二次侧相对于一次侧的移相比ϕ可表示为：

阶段3[t2,t3）（如图6c):t2时刻，由于iLs续流作用，S6零电压开通，S5断开，VD1开始导通。此阶段，移相电感Ls两端电压为0，电流iLs保持不变。

阶段4[t3,t4）（如图6d):t3时刻，S1断开，由于（iLdc1-iLs）续流，S1结电容充电、S2结电容放电，充放电结束后，S2体二极管开始导通。移相电感Ls两端承受反向电压-Vo,iLs以初始值iLs(t3)线性减小。

阶段5[t4,t5）（如6e）：在t4时刻，S2零电压开通，电流iLs继续线性减小，直到t5时刻减小到0。（t3～t5）区间的移相电感电流iLs(t)可表示为：

阶段6[t5,t6]（如6f）：此区间移相电感保持为0。直到t6时刻S4断开，该区间结束。

在负半周期，电感电流通过VD2和S5的体二极管输出到负载，Co1和Co2在一周期内均压平衡。

图6 断续模式半周期内不同阶段等效电路图

2、性能分析

2.1功率特性

所提出的变换器输出功率可表示为：

将CCM模式（式（3）～式（8））和DCM模式（式（9）～式（11））中的电压和电流表达式代入式（12），功率表达式可进一步表示为：

假设变换器输入电压30～50 V，输出电压400 V，开关频率50 k Hz，其三维功率函数曲线如图7所示。

图7 功率随移相比和占空比变化曲面

2.2软开关特性

忽略死区时间，一次侧开关管ZVS条件主要由Boost电感电流和移相电感电流决定，其约束条件如下：

DCM ZVS条件具体可表示为：

类似地，CCM下ZVS约束条件如下：

根据CCM和DCM的ZVS约束条件，S1和S3的ZVS条件更容易满足，而S2和S4的ZVS约束条件相对苛刻，取决于占空比D、移相比ϕ和功率Po。图8描绘了S2和S4在不同m=Ldc/Ls下的ZVS边界，其中ZVS在圆外实现。当D>0.5时，ZVS约束条件始终可以满足。

图8 一次侧开关管S2和S4的ZVS范围

实际中ZVS的实现应考虑开关管的寄生电容，直流电感电流和移相电感电流之间的差值需要在死区时间内对开关管结电容完全充电和放电，需要满足：

考虑一次侧开关管结电容CSo=1100 p F并且死区时间td=100 ns。根据式（17）寄生电容电压Vcr在死区时间内充放电变化情况如图9所示，钳位电压Vc=100 V，因此死区时间大于100 ns时，所提变换器可实现宽负载和输入电压范围ZVS。

图9 不同占空比和负载下寄生结电容电压变化情况

Fig.9 Vcrversus different load and duty cycle D

根据1.2节和1.3节的模式分析，二次侧开关管换相时，由于iLs续流作用，开关管可实现ZVS。整流二极管和二次侧开关管在DCM可实现零电流关断（zero current switching,ZCS）。

2.3纹波特性

Boost电感L1=L2=Ldc，电感电流脉动可表示为：

Boost电感交错并联后输入电流脉动可表示为：

当D=0.5时，电感电流脉动最大，取电感脉动最大值为基值，绘制标幺值与一次侧占空比D的关系曲线如图10所示。交错并联时输入电流脉动比电感电流脉动更小。

图标幺化的输入电流脉动和单个电感电流脉动

2.4二次侧半有源结构性能比较

表1比较了2种半有源桥的开关管电压应力、电流应力和关断损耗。相同调制方式下，所提出的半有源变换器和传统半有源移相电感电流波形一致。由于倍压半有源的变压器二次绕组电压等于传统变换器的1/2，相同变量传递相同功率时，其所需移相电感为传统变换器的1/4。低电压应力开关管关断时间更小，从而降低了关断损耗，并且其导通电阻更小。

表1 电压应力和关断损耗比较

3、关键参数设计

3.1钳位电容Cc设计

钳位电容用于吸收关断时的漏感能量，电容值设计应满足漏感和电容谐振周期的一半大于一次侧主开关管的最大关断时间，即：

3.2直流电感Ldc、移相电感Ls设计

Boost直流电感电流为典型三角波，其有效值为：

图11为变换器额定功率1 k W时不同直流电感电流有效值随输入电压的变化曲线。由图11可知，大的直流电感可以降低电流有效值但会增加线圈匝数，从而增加铜耗，折中考虑取直流电感L1=L2=60µH。

图1 1 不同直流电感电流有效值

移相电感应满足最大功率输出，即：

为降低环流，同时满足DSP控制器移相控制精度，移相电感可设置为40µH。当占空比D>0.5时，直流电感和移相电感满足S2和S4的ZVS约束条件。

4、实验验证

为验证所提出的变换器性能，设计一台1 k W样机（控制框图如图12所示），它由移相控制环路和占空比控制环路组成，控制器为DSP28335。二次侧移相控制环路旨在根据负载变换情况调节移相比ϕ，稳定输出电压Vo。一次侧PWM控制环路根据输入电压Vin变化调节占空比D，使钳位电容电压Vc匹配电压Vo/n。搭建的一次侧交错电流型Boost电路见图13a，二次侧半有源倍压电路和传统半有源整流电路见图13b，变换器参数如表2所示。

图1 2 电流源型半有源倍压整流升压变换器控制框图

图1 3 实验装置

表2 变换器参数

图14为不同输入电压下的轻载和重载实验波形，分别是一次侧H桥电压vp、二次侧半有源桥电压vs和交流电感电流波形iLs。由于一次侧的有源钳位电路的缓冲作用，vp无显著的电压尖峰。Ls电感较小，移相电感电流iLs的上升时间很短，环流电流较小。一次侧始终采用PWM匹配二次侧电压，移相电感电流iLs在vp和vs电压匹配区间保持为常数，iLs不存在较大的峰值电流。图15为Vin=30 V时，不同输出功率下一次侧下管S2的电压波形和驱动波形，一次侧下管S2实现了ZVS。图16为Vin=30 V时，不同输出功率下二次侧开关管S5的电压波形和驱动波形，二次侧开关管实现了ZVS。图17a为所提变换器二次侧二极管和开关管的电压波形。只有vVD1的电压幅值等于Vo,vDS5、vDS6和vVD2的电压幅值为Vo/2。图17b为传统半有源整流桥半导体器件承压波形，开关管和二极管承压均为Vo。图18为Vin=40 V时，两个直流电感和输入电流的电流波纹波形。由于使用交错并联，输入电流纹波减小。图19显示了恒定负载下（功率约为600 W）输入电压阶跃变化时所提出变换器的动态波形，实验波形显示输入电压波动的情况下，变换器可实现稳压输出控制。图20显示了当输入电压Vin=30 V和Vin=50 V时，具有相同功率的半有源桥和所提出的倍压半有源桥变换器之间的效率比较。与传统半有源桥变换器相比，所提出变换器在宽输入电压范围内轻载下表现出更高的效率，这归因于关断损耗的减少和较低的变压器变比。随着负载的增加，导通损耗占比变大，效率优势变小。

图1 4 不同输入电压和负载时vp、vs和iLs实验波形

图1 5 不同输出功率下一次侧下管S2的ZVS波形

图1 6 不同输出功率下二次侧开关管S5的ZVS波形

图1 7 二次侧二极管和开关管电压波形

图1 8 输入电流和电感电流纹波

图1 9 输入电压阶跃实验

图2 0 不同输入电压时的效率曲线

5、结论

本文提出一种交错电流型半有源倍压整流高增益DC-DC变换器。变换器采用一次侧PWM和二次侧移相调制，在此基础上详细分析其功率特性、软开关特性以及纹波特性。根据关键参数设计原则，搭建了实验样机。实验结果表明：

1）所提出的变换器二次侧只有二极管VD1承受输出电压Vo，半导体器件S5、S6、VD2承压约为Vo/2，低电压应力器件降低了成本，由于其更小的关断损耗和降低的变压器匝比，提升了变换器高频轻载效率。

2）一次侧始终采用PWM控制，使钳位电压匹配二次侧电压，移相电感电流iLs不存在较大的峰值电流；当一次侧占空比D>0.5时，通过合理的死区设置，原二次侧开关管可实现宽范围ZVS。

3）交错并联使低压侧电流脉动得到抑制。

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基金资助:国家自然科学基金(52077055);天津市自然科学基金(22JCZDJC00950);中央引导地方项目(226Z1601G);

文章来源:梁延科,刘旭,李珊瑚,等.基于半有源倍压整流的交错并联高增益Boost变换器[J].太阳能学报,2024,45(11):258-266.