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基于构网型MMC的环流抑制与调制策略研究

2024-11-04 186 上传者：管理员

摘要：针对虚拟同步发电机控制的模块化多电平换流器(MMC)参与一次调频时，传统环流抑制与调制策略无法有效抑制桥臂环流，导致输出电流总谐波畸变率(THD)高的问题，通过改进比例谐振控制器的控制方式以及引入桥臂环流修正的最近电平逼近调制(NLM)策略，提出一种联合环流抑制策略。在MATLAB/Simulink软件中进行仿真。结果表明：在电网频率未波动时，采用联合抑制策略的桥臂电流THD为2.79%,相比准比例谐振控制器(QPRC)的THD降低0.92%;在一次调频工况时，所提策略a相电流的THD为1.75%,比采用QPRC的THD降低1.03%。结果证明：构网型MMC在正常工况以及一次调频工况时，所提环流联合抑制策略能有效抑制桥臂环流，降低THD,提升电能质量。

关键词：
准比例谐振控制器
最近电平逼近调制
模块化多电平换流器
环流抑制器
虚拟同步发电机
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随着高比例新能源和储能接入电力系统，使电力系统呈现“双高形态”[1]。采用虚拟同步发电机(virtual synchronous gene-rator, VSG)的构网型换流器，能为电网提供惯性和阻尼，成为“网、荷、储”互动的有效控制手段之一[2]。

VSG—模块化多电平换流器(modular multilevel conver-ter, MMC)逆变器，具有模块化、易于级联、惯性及阻尼等优势，但缺点在于电容电压波动和不均衡，造成桥臂电流波形畸变[3,4]。文献[5]将环流方法分为间接抑制和直接抑制方法。对于间接抑制方法，通过改变调制波输出的方法，进行环流抑制，文献[6]提出增加桥臂电抗来抑制环流，但会影响系统的稳定性且不能完全消除环流。文献[7,8]采用并联的比例谐振(PR)控制器或准比例谐振(QPR)控制器，可以有效抑制偶次谐波，但其控制器实现较为复杂。文献[9]采用坐标变换的方法，将谐波转化为三次谐波，但QPR控制器在特定频率增益较低，谐波抑制效果差。对于直接抑制方法，文献[10]利用电流滞环控制器对最近电平逼近(NLM)调制波进行修正，但没有考虑子模块电压均衡、环流控制器对修正值的影响。

本文考虑PR控制器在特定频率具有无限增益的特点，将负序的2倍频环流和正序的4倍频环流转化为三次环流后采用降阶谐振控制器(ROR)抑制谐波，并考虑到VSG-MMC的一次调频特性，并联一个被动式红外(PIR)控制器确保在频率偏移时的谐波抑制，同时将抑制后的谐波引入滞环控制器对NLM调制波进行修正。通过环流直接抑制与间接抑制的联合控制策略，达到抑制环流的目的。

1、构网型MMC运行原理

1.1 MMC的基本结构

MMC的电路结构如图1所示，每相都有上、下2个桥臂，桥臂由若干结构相同的子模块以及桥臂电感构成，通过控制投切子模块，即可实现多电平。

图1 MMC与子模块拓扑结构

图1中，Udc为直流母线电压，角标p和n分别为上、下桥臂，角标j为三相中的任意一相，R0和L0为桥臂电阻和电感，Lsj为网侧电抗，Usj为网侧电压。

1.2 VSG-MMC的控制结构

VSG控制如图2所示，主要包括有功频率控制、无功电压控制以及虚拟阻抗控制3个部分，可以为系统提供阻尼与惯性。因其虚拟转子具备惯性，存在惯性方程

式中J为虚拟惯量，Pm为虚拟机械功率，Pe为电磁功率，ω为输出角频率，ω0为额定角频率，D为阻尼系数，Pref为有功给定值，Kp为有功—频率下垂系数。

图2 VSG控制框图

无功下垂特性方程为

式中E为VSG输出相电压；Uref为相电压给定值；U0为并网点电压；Qref为无功给定值；Kq1,Kq2为无功下垂系数。

虚拟阻抗控制状态方程为[11]

式中Lf和Rf为虚拟阻抗，v为虚拟阻抗内部的变量。

1.3 环流分析

由图1可知，MMC任意相负载电流ivj在上下桥臂内电流值均分，再考虑环流影响

再对桥臂使用KVL

通过式(6)以及Ua,ia表达式推出a相环流表达式

icira=idc/3+I2fsin(ω0t+θ) (7)

式中I2f为环流二倍频分量的幅值。文献[11]指出2倍频环流会使SM电容电压出现3倍频波动，进而产生4倍频谐波，以此类推，MMC环流只含有偶次谐波分量，因此修正后的a相环流为

2、联合环流抑制策略

2.1 环流提取与变换

由上述分析可知，交流分量造成桥臂电流畸变，且主要成分为2、4次谐波。利用低通滤波器提取环流中的2次、4次交流分量。

传统的抑制方法对于2次、4次交流分量需要4个控制器，增加了控制难度，因此对负序的2倍频分量以及正序的4倍频分量进行坐标变换，在正序同步旋转坐标系下可以看做一个单相的3次谐波，即可用2个控制器进行环流抑制，坐标变换公式为

2.2 环流抑制器设计

图3为ROR-PIR控制器的控制框图。PR控制器存在谐振点以外增益衰减很大，但是在谐振频率处具有无穷大增益的特点，其传递函数为

其存在2个共轭的谐振极点，因此仅保留需要的谐振极点，对PR控制器进行降阶处理得到ROR控制器

ROR控制器存在带宽偏窄的问题，在应对一次调频工况时无法满足抑制要求，因此在ROR控制器的基础上再并联一个准比例积分谐振控制器，满足系统频率偏移时的环流抑制需求，ROR-PIR控制器的传递函数为

式中Kp为比例系数，Ki为积分系数，Kr为谐振系数，ωc为截止频率。

图3 环流抑制器控制框图

图4为ROR-PIR传递函数波特图，图中谐振频率ω0取300 π rad/s,ωc取5 π rad/s。Kr越大，系统谐振抑制强度越大，但Kr过大系统稳定性相对较小，综合考虑环流抑制强度与系统稳定性，选取Kr为300时能较好兼顾。

图4 传递函数波特图

2.3 改进NLM

文献[12]给出采用传统NLM时上下子模块的投切个数表示为

式中N为子模块个数，Ujref为相电压参考值，Uc为子模块电容初始电压。

理想情况下，MMC输出相电压调制值，所以有电流误差idiffj

式中Δuc为环流抑制器输出参考电压修正量。根据式(15)计算出的电流误差，进行电流滞环修正控制器设计。

图5 改进NLM的电流误差修正波形

当电流误差大于δ时，控制器输出修正量Δu=0.5,当电流误差小于δ时，控制器输出修正量Δu=-0.5。控制器输出的修正量进入NLM生成输出电压波形。若idiffj在当前采样时刻恰好处在滞环底侧，即idiffj=-δ时，调制输出提高一个电平，同理idiffj=δ时，输出低一个电平。图5为本文所提改进NLM的电流误差修正波形。

3、仿真结果分析

为验证本文所提联合环流抑制策略的有效性，在MATLAB/Simulink中搭建了如图6所示的23电平的VSG-MMC仿真模型，系统参数如表1所示。

表1 系统参数

图6 VSG-MMC控制结构

3.1 稳态工况

图7为a相上桥臂环流波形及FFT分析图，环流抑制器均在0.5 s时投入，图7(a)为未采用环流抑制器环流波形，稳定后环流波动范围约为15～55 A,桥臂电流的波形畸变主要由2倍频以及4倍频环流谐波分量影响；图7(b)投入为QPR环流抑制器的环流波形，稳态后的环流波动范围约为28.5～33 A,相比无环流抑制器，波动范围降低约88.75 %;图7(c)为ROR-PIR环流抑制器及改进NLM的环流联合抑制方法，在0.5 s投入环流抑制器后，系统达到稳定时间相比QPR环流抑制方法慢约0.2 s, 但达到稳定后，环流波动范围约为29～32 A,相比无环流抑制器，波动范围降低约92.5 %,可以看到：采用本文所提环流抑制方法，对2倍频、4倍频分量的抑制效果均优于QPR控制器，且对于3倍频分量，改进NLM调制策略优化了子模块电容电压，使其3倍频波动较少，因此所提环流抑制策略优于QPR环流抑制器的效果。

图7 a相上桥臂环流波形及FFT分析

3.2 一次调频工况

设定网侧频率为49.8 Hz, 环流抑制器在0.5 s时投入，网侧频率降低0.2 Hz在仿真时间为1.5～2.5 s时生效，仿真结果如下：

1)QPR控制器与本文所提控制器对比

图8 电网频率波动时a相交流侧输出电流波形与环流波形

图8(a)为QPR交流侧输出电流波形与环流波形，在0.5 s环流抑制器开启前，其总谐波畸变率(THD)为3.26 %;在环流抑制器开启后，一次调频启动前，THD为2.82 %;一次调频时，取基频为49.8 Hz其THD值为2.78 %,在QPR控制器应对网侧频率波动时，其环流波动值约为5 A,相比于图8(b)的联合环流抑制器，其优势在于，环流抑制器开启前后的电流波动较小。

本文所提环流联合抑制器在0.5 s环流抑制器开启前，THD为3.38 %;在环流抑制器开启后，一次调频启动前，THD为2.59 %;一次调频时，THD值为1.75 %,联合环流抑制器应对网侧频率波动时，波动值约为3.5 A。因此，本文所提环流联合抑制器更为适应电网频率波动的工况。

2)一次调频频率、功率、电压响应情况

图9(a)为系统频率动态响应结果，在环流抑制器接入系统和网侧频率发生变化时，有振荡发生，其原因为VSG系统难以兼顾并网有功动态特性与下垂特性，文献[4]指出VSG的下垂系数与阻尼系数存在耦合。本文综合下垂特性与阻尼特性取值，使得振荡范围在0.05 Hz以内。

图9(b)为系统功率动态响应波形，其并网有功出现振荡；无功功率在系统频率降低时开始增发无功，维持并网电压幅值不发生波动，同时系统具有阻尼与惯性。

图9 系统频率以及功率动态响应波形

4、结论

1)在系统稳定时，所提环流联合抑制策略因采用了ROR控制器在特定频率处具有无限增益的特点，针对环流中的2倍频以及4倍频分量抑制效果好于QPR控制器。

2)在系统频率波动时，所提策略因并联PIR控制器，具有更高的带宽，因此在频率偏移时，同样有抑制效果，避免了PR控制器带宽偏窄的问题，且改进后的NLM调制方法进一步稳定了SM电压的三次震荡。

3)本文所搭建VSG-MMC系统并网时，通过调整下垂系数与阻尼系数，使其频率波动在0.05 Hz以内，三相电压波形并不受环流抑制器投切和网侧频率波动的影响，且系统具备阻尼与惯性。

参考文献:

[2]刘辉,于思奇,孙大卫,等.构网型变流器控制技术及原理综述[J/OL].中国电机工程学报[2024-07-27].

[4]邱彬,王雪薇,王凯.基于二阶广义积分的锁相环在三相VSG中的应用[J].传感器与微系统,2020,39(9):157-160.