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改进型宽输出电压范围功率因数校正电路及控制方法

2024-10-18 110 上传者：管理员

摘要：为了在高功率因数、低谐波畸变率要求下进一步拓宽功率因数校正电路的输出电压范围，实现功率因数校正电路在更广泛领域的应用价值，提出了一种改进型宽输出电压范围功率因数校正电路及控制方法。首先，分析了所提出改进型宽输出电压范围功率因数校正电路的基本工作原理；然后，在传统双环控制基础上，引入了自适应占空比补偿环节，不仅提高了所提电路的功率因数，还降低了所提电路的总谐波畸变率；最后，开发了一台3 kW改进型功率因数校正器样机，对所提拓扑结构和控制方法进行了验证。试验结果表明，采用本文所提改进型功率因数校正电路可在50～500 V输出电压范围内以高功率因数和低谐波畸变率状态运行。

关键词：
PFC
THD
功率因数校正
占空比补偿
宽电压范围
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功率因数校正变换器（power factor correction,PFC）是直流负载高功率因数接入电网的重要设备[1-3]。随着用电负载种类的不断演化，PFC的应用场景也在不断进化[4-7]，传统方案需要针对特定应用场合进行单独设计，以适应负载的供电电压范围，导致重复设计问题，而具有宽输出电压范围供电能力的PFC是解决上述问题的有效方法[8-9]。

国内外学者对宽输出供电电压范围PFC的研究较多，大多研究主要从控制方法改进和电路拓扑改进两方面进行。控制方法改进一般通过提高PFC功率因数和降低总谐波畸变率（total harmonic distortion,THD）来间接改进PFC在宽输出电压范围内的工作特性，或在保证功率因数和THD特性的前提下通过控制策略直接拓宽PFC的输出电压范围；电路拓扑改进一般通过增加辅助元件或者构造新型电路结构拓宽PFC的输出电压范围[10-18]。文献[19]通过占空比自适应补偿提高了PFC对输出电压的适应能力，但其控制方式相对复杂，需要输出电压和输出电流对负载状态进行在线计算；文献[20]提出的变占空比控制方法也可拓展PFC的供电电压范围，但该控制方法导致PFC电路的工作状态复杂化，动态特性有待提高；文献[21]利用变导通电流控制策略拓展了PFC的输出电压范围，同时还降低了输出电压纹波，但由于高输出电压区域电流纹波较大，导致峰值效率较低，约为95.1%。

文献[22]提出的三路交错PFC技术通过降低单路PFC的功率处理能力可提高PFC对负载电压适应能力，但其硬件成本比传统单相PFC高，且硬件实现也更为复杂；文献[23]提出一种基于辅助元件的无桥宽电压范围PFC，器输出电压范围可在208V到480V之间变化，但其需要增加三路不共地全控型器件，难以避免成本高和驱动复杂的问题，且需要对直流母线电容进行均压控制；文献[24]提出了一种电流连续模式（continuous conduction mode,CCM）无桥隔离型PFC电路结构，可有效提高负载的供电效率，但受限于CCM下电流的变换能力，输出电压范围无法大幅度变换；文献[25]提出了一种单级改进型宽输出电压PFC电路结构，其输出电压可从65 V到120 V动态调节，但其效率和功率因数较低，分别为93.32%和97%；文献[26]利用改进型buck⁃boost PFC将负载电压拓展到92～322 V，且其峰值效率可达97%左右。综上所述，通过控制改进和电路改进均可拓展PFC的输出电压范围，但控制改进通常会引入次生缺点，如动态性能降低、控制方式复杂和变换效率降低等；电路改进通常面临结构复杂和成本增加等。

基于上述研究背景，为了在高功率因数、低谐波畸变率要求下进一步拓宽功率因数校正电路的输出电压范围，实现功率因数校正电路在更广泛领域的应用价值，本文提出了一种改进型宽输出电压范围的功率因数校正电路。同时，为了避免传统双环控制方式下功率因数校正电路容易在交流电压过零点出现电感电流断续的情况，提出了一种自适应占空比补偿方法。

1、拓扑结构

改进型PFC电路与波形见图1。图1(a）为提出的改进型宽输出电压范围功率因数校正电路拓扑结构，图中：uac为交流电网电压；Uo为输出直流电压；Lin为输入侧电感；Ca为辅助电容；La为辅助电感；Co为输出侧滤波电容；Ro为输出侧等效负载电阻；Q1、Q2、Q3和Q4为无桥整流开关器件；Q5和Q6为辅助开关器件[27]。

图1 改进型PFC电路与波形

图1(a）所示电路具有两种工作模式，分别为模式I和模式II。假设输入电压uac表示为

式中：Uac为uac的有效值；fg为电网电压频率。从图1(b）可以看出，当|uac|≤Uo时，电路工作在模式I，其功能是将网侧的交流电压uac变换为直流电压Uo，同时兼顾升压功能，将数值为|uac|的电压升高至Uo；当|uac|>Uo时，电路工作在模式II，其功能是将交流电压变换为直流电压，同时将数值为|uac|的电压降低至Uo[28]。

电路在正半周期内模式I的工作状态见图2。

图2 模式I下电路的工作状态图

假设Q1的占空比为dQ1,Q2的占空比为（1-dQ1），且开关器件Q1-Q4的开关频率为fs，即开关时间为ts=1/fs。当Q2、Q4和Q5同时导通时，Q6为关断状态，交流电压给电感Lin充电，电容Co放电并向负载Ro提供能量，同时电容Co通过Q5的反并联二极管向Ca和La充电，如图2(a）所示；当第一桥臂由Q2切换到Q1后，Q5保持开通，Q6保持关断，电感Lin向Co、Ca和La充电，同时向负载Ro提供能量，如图2(b）所示。通过在图2(a）和图2(b）所示的两种状态下反复切换，可实现升压功能[29]。

图3展示了模式II下半个电网周期内电路的工作状态。当Q1、Q4和Q5同时导通且Q6关断时，由于电网电压|uac|高于输出电压Uo,uac向Lin、Ca、La和Co充电，同时向Ro提供电能，见图3(a）；当Q1和Q4保持开通，Q5关断且Q6开通时，Lin、Ca和La向Co和Ro放电，维持Co具有稳定电压，如图3(b）所示。通过在图3(a）和图3(b）两种状态的反复切换可实现所提电路的降压功能[30]。

图3 模式II下电路的工作状态图

2、控制方法

针对图1所示的无桥宽输出电压范围PFC提出了图4所示的控制方法。为了保证所提电路在高功率因数状态下实现宽电压输出能力，采用双环控制方式，包括电压外环和电流内环[31-32]。考虑到轻载状态下，传统双环控制方式容易导致电感电压在电网电压过零点处出现断续现象，在传统双环控制中引入自适应占空比补偿。图4(a）为引入占空比补偿的双环控制原理图，其中，Uo,ref为输出电压参考信号，iLin,ref为电感Lin电流iLin的参考信号。q为电网电压相位，S为开关信号。a1和a2分别为静态补偿系数和动态补偿系数，且a1+a2=1。a1的计算方式为

式中：Pact为实际输出功率；IRo为负载平均电流；Po为额定功率。

图4(b）展示了传统双闭环控制方法在100%负载下交流电流iac的仿真波形，可以看出，传统控制方式下iac在过零点附近发生了明显畸变。图4(c）展示了两种控制方式下iac的谐波分布情况，两种控制方式的基波分量几乎相等，但3、5、9和11次谐波差别较大，其中，3次和5次谐波的差别尤为突出。总体而言，占空比补偿方式下iac的各次谐波均小于传统方法。

图4 改进双闭环控制方法及其仿真波形

3、实验验证

为了验证所提出PFC电路拓扑和控制方法的正确性和可行性，开发了一台无桥PFC样机，样机测试平台见图5。

图5 改进无桥PFC样机测试平台

Fig.5 Improved bridgeless PFC prototype test platform

样机参数见表1，输入电压220 V，电网频率50 Hz，开关频率80 kHz，额定功率3 kW，输入侧电感400 mH，辅助电容40 mF，辅助电感350 mF，输出电容1 640 mF。

表1 样机参数

样机测试波形见图6，图6展示了Uo从50 V上升到400 V过程中的iac、uac和Uo的波形。为了较为全面的评估样机在不同输出功率下的动态特性，对电压和功率进行了匹配设置。当Uo<100 V时，Po设置为600W；当Uo<200V时，Po设置为1200W；当Uo<300 V时，Po设置为1 800 W；当Uo<400 V时，Po设置为2 400 W；当Uo<500 V时，Po设置为3 000 W。从图6中可以看出，在Uo从50 V上升到500 V的过程中，Uo具有良好的动态响应速度和效果，具体表现在Uo的调节时间和超调量上，整个过程中，Uo的调节时间低于6 ms，超调量低于8%。

图7展示了Po和Uo同时发生变化时样机的实测波形iac、uac和Uo。图7(a）展示了当Uo从100 V突变到150 V且Po从600 W突变到1 200 W时的测试波形，可以看出，在动态切换前后，电网电流均保持为正弦波，且与电网电压相位一致，整个动态调节过程持续约2个电网周期。

图6 样机动态测试波形

图7(b）展示了当Uo从200 V突变到250 V且Po从1 200 W突变到1 800 W时的测试波形，在动态切换变换前后，iac为正弦波，且与uac相位一致，动态调节过程持续低于2个电网周期；图7(c）展示了当Uo从300 V突变到350 V且Po从1 800 W突变到2 400 W时的测试波形，在动态切换变换前后，iac为正弦波，且与uac相位一致，动态调节过程持续低于3个电网周期；图7(d）展示了当Uo从400 V突变到450 V且Po从2 400 W突变到3 000 W时的测试波形，在动态切换变换前后，iac为正弦波，且与uac相位一致，动态调节过程持续约为3个电网周期。

以Uo=400 V为例，图8给出了额定负载和20%额定负载工况下电流的谐波分布情况。满载工况下总谐波畸变率约为1.98%，其中三次谐波分量最高，约为0.2 A。20%负载工况下总谐波畸变率约为2.28%，其中三次谐波分量最高，约为0.09 A。样机在满载工况下的功率因数约为0.999，在20%负载工况下的功率因数约为0.976。

图7 详细动态测试波形

图8 电流谐波分布

4、结语

为了高功率因数、低谐波畸变率要求下进一步拓宽功率因数校正电路的输出电压范围，实现功率因数校正电路在更广泛领域的应用价值，本文提出了一种改进型宽输出电压范围的功率因数校正电路和自适应占空比补偿方法，通过理论分析和实验论证，可得出如下结论：

1）所提电路在220 V交流电压下可使直流侧输出50～500 V的直流电压，不仅能在升压功能区实现功率因数校正，还能在降压功能区实现功率因数校正；

2）所提出自适应占空比补偿方法可在电网电压过零点处实现电感电流的连续输出，有利于提供功率因数校正电路的功率因数、降低功率因数校正电路的总谐波畸变率。

参考文献:

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